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PWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

发布时间:2020-07-21 18:49:08 阅读: 来源:焊锡机厂家

摘要:叙述了PWM斩波器式交流稳压电源的基本工作原理与方法。

本文引用地址:关键词:PWM;斩波器;交流稳压电源

PrincipleAnalysisofaPWMChopperTypeACRegulatedPowerSupply

LIU Fengjun

Abstract:The basic work principle and method of a PWM chopper type AC regulated power supply are described.

Keywords:PWM;Chopper;ACregulator

1 引言

目前使用较多的是三相柱式电力稳压器,它虽然有很多优点,但由于使用了机械传动和碳刷进行调节,因而具有工作寿命短、可靠性差、动态响应时间长等缺点,正在被无触点补偿式稳压电源所取代。“补偿”具有“补足”和“抵消”两种意思。所谓补偿式稳压电源,就是用多个补偿变压器(一般是2~4个),将其次级串入主电路中,通过由双向晶闸管或固态继电器(由光耦、触发电路和双向晶闸管组成的电路模块)组成的“多全桥”转换电路,用切换多个补偿变压器初级头、尾的连接方式,来调节补偿电压的大小或正负进行有级补偿。当市电电压高于标称电压时进行负补偿;低于标称电压时进行正补偿。由于去掉了机械传动和碳刷,因而提高了寿命、可靠性和动态响应速度,使稳压电源的性能得到了很大的改进。但仍然还存在一些缺点:如只能有级调节、调节精度不高(取决于补偿变压器的最小电压,调节精度一般为2%~5%),所用补偿变压器个数较多,因而补偿变压器的“多全桥”转换电路用的开关数也多,电路相对复杂等。本文取其优点,避其缺点,提出了用PWM高频斩波器进行补偿的交流稳压电源,使交流稳压器的性能得到了进一步的提高。

2 用PWM高频斩波器的补偿式交流稳压电源

这种稳压电源是采用PWM高频斩波器产生的补偿电压uco对市电电压的波动(欠压或过压)进行补偿,其原理电路如图1所示。图中S1和S2为采用双向晶闸管或固态继电器的交流开关,用切换变压器Tr的两个初级绕组来控制补偿电压的方向,它的次级绕组串入主电路中,以对市电电压的波动进行补偿:当市电电压高于标称电压时S2导通,Tr按降压自耦变压器方式工作,输出反向电压来抵消市电电压高出的部分;当市电电压低于标称电压时S1导通,Tr按升压自耦变压器方式工作,输出正向电压来补足市电电压不足的部分。S3是PWM高频斩波器开关,用来调节补偿电压的大小,以实现无级精确补偿。由于S3工作在高频开关状态,因而采用了由两个IGBT反并联组成的,而且带有零电流开通,零电压关断缓冲电路的交流开关,以减少开关损耗,提高斩波效率。

由市电电压us与基准电压ur相减的差值ΔU(直流电压)控制PWM调制器,在载波三角波电压小于ΔU的部分产生S3的正向触发脉冲控制S3斩波。这样,在补偿变压器Tr的次级就可以产生出补偿电压uco。uco的大小等于us与ur有效值之差|Us-Ur|,uco的方向取决于Us-Ur等于正还是负来决定:当Us-Ur等于正值时S2导通,uco为负,当Us-Ur等于负值时S1导通,uco为正,以补偿市电电压达到标称值。图中LF、CF为交流滤波器,以滤掉补偿电压uco和市电电压us中的高次谐波。

图1 采用PWM高频斩波器的补偿式交流稳压源电路原理框图

斩波器开关S3采用的是等电位直流脉宽调制EPWM(Equipotential-PWM),EPWM触发脉冲的形成与交流正弦电压的PWM斩波波形如图2所示。

图2 EPWM调制与正弦PWM斩波波形

2.1 正弦斩波电压的谐波分析

正弦斩波电压的波形如图2所示,为了使波形具有半波奇对称,和1/4周期偶对称,以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波,取载波比N=fc/fs=4k(式中fc为载波三角波频率,fs为市电工频频率),调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc(式中Δt为触发脉冲宽度,TΔ=1/fc为载波三角波周期,ΔU为等电位直流调制电压,ΔU=|Us-Ur|,Uc为载波三角波电压幅值)。

载波三角波的方程式为:

uc=(1)

i=1,2,3…

当调制电平为ΔU时,求出触发脉冲起始点ti和终止点ti+1的方程式为:

(2)

(3)

则脉冲宽度为:

Δt=ti+1-ti=(TΔ/Uc)ΔU (4)

式中TΔ=2π/N,则各触发脉冲的起始角和终止角的数值为:

α1=TΔ/2-(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N-M(π/N)

=π(1-M)/N;

α2=π(1+M)/N;

α3=π(3-M)/N;

α4=π(3+M)/N;

……

由图2可以看出:PWM正弦斩波波形是“镜对称”和“原点对称”,因此在它的傅里叶级数中将不包含恒定分量、余弦项和正弦项中的偶次谐波,只包含正弦项中的奇次谐波,故:

f(ωt)=bnsinnωt,n为奇数(5)

式中:bn=f(ωt)sinnωtd(ωt)

对于基波,n=1,由于PWM正弦斩波波形是正弦的,即f(ωt)=Usmsinωt,所以:

b1=(sin2xdx+sin2xdx+…)

=sin2xdx

=(M·)=MUsm (6)

对于谐波

bn=(sinxsinnxdx+sinxsinnxdx+…)

当n=KN±1,K=1,2,3…时:

bKN±1=sinxsinnxdx

=-sinKMπ (7)

当n≠KN±1时:

bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0

所以,当补偿变压器的变比为ξ时,PWM正弦斩波电压uch的傅里叶级数表示式为:

uch=MUsmsinωt-sinKMπsin(KN±1)ωt (8)

补偿电压uco的方程式为:

uco=ξMUsmsinωt-ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9)

由式(8)中的谐波幅值sinKMπ可以算出,当fc=10kHz,N=200,M=0.1~0.9时,基波与各次谐波的幅值如表1所示。基波和各次谐波与调制比M的关系曲线如图3所示。可知,PWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比,N越大谐波频率越高,所需的交流滤波器LFCF的参数越小,当N大到一定程度时,甚至只用Tr漏感及一个很小的电容CF就可以滤掉所有uco中的高次谐波。 电子镇流器相关文章:电子镇流器工作原理

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